Kitabı oku: «Electrónica análoga»

2.1.1 Diodos{28}

La electrónica actual se basa casi toda en la tecnología de estado sólido, o sea que la operación de los distintos dispositivos se consigue mediante el tratamiento apropiado de cristales de ciertos materiales del Grupo IV de la Tabla periódica{29}.

Un dispositivo básico en la tecnología electrónica es el diodo semiconductor, cuyo símbolo y aspecto físico se muestra en la Figura 2.1. Su composición es de silicio la gran mayoría de las veces con dos regiones contaminadas con impurezas (+) o zona P, y con impurezas (-) o zona N.

Gracias a su comportamiento basado en una juntura semiconductora PN, el diodo se comporta como un switch (on-off) gobernado por voltaje. Para entender esta operación se describe su característica voltaje-corriente (Figura 2.2).

Cuando se aplica voltaje positivo (+) en el ánodo y voltaje negativo (-) en el cátodo, el diodo conduce comportándose como un switch cerrado (en este caso presenta una resistencia baja). Esta región está a partir del valor Vd = 0,5 V (o valor de codo para el silicio). Cuando se aplican unas polaridades inversas a éstas, el diodo se comporta como un switch abierto (y e este caso presenta una resistencia alta).

La baja resistencia del diodo directo se interpreta por la curva a la derecha con una pendiente casi vertical, mientras que la alta resistencia del diodo inverso se representa por una pendiente casi horizontal a izquierda{30}.

La corriente en su polarización directa está dada fundamentalmente por el fenómeno de difusión, mientras que su polarización inversa está dada por el fenómeno de arrastre por campo eléctrico{31}.

Un diodo debe colocarse en condición estática llamada polarización, que corresponde en este caso un poco mas allá del voltaje de umbral, o sea cuando comienza a conducir (0,5 V). Una vez en esa condición, se puede aplicar una señal que module el voltaje alrededor de este punto. Para hacer esto hay que aplicar un voltaje DC y un voltaje de señal alrededor de una malla cerrada en la que una resistencia controla la corriente total.

El solo voltaje de la fuente suministra un voltaje que es repartido entre el diodo (que consume 0,6 V y se pone en conducción) y un voltaje en la resistencia que es congruente con la malla y el balance de Kirchhoff. El voltaje de señal modifica esta condición a un lado y otro (modulando).

Sin señal:

Con señal:

Gráficamente esto se puede representar mediante una recta de carga (Figura 2.4).

En la Figura se ve cómo la polarización fija 0,6 V en el diodo (y entonces está listo para conducir) y cómo la señal mueve la línea de carga produciendo la modulación.

La verificación experimental de este circuito se hace primero con la polarización, utilizando exclusivamente el multímetro en la función voltaje. En este punto se verifica que sobre el diodo hayan 0,6 voltios. Si ello es así, se dice que “el dispositivo está operando correctamente”. Para la verificación en señal, se utiliza exclusivamente el osciloscopio, verificando la condición de modulación (movimiento de la polarización a un lado y al otro, en función del tiempo).

Experimento No. 1

Realizar el montaje de la Figura 2.3 utilizando los materiales de la siguiente lista:

 Fuente DC a 5 V

 Resistencia en serie de 1KQ

 Generador a 1Khz dando una señal de 0,2 V pico a pico

Los diodos LED (Figura 2.5) se utilizan para señalización, ya que cuando están encendidos (estado On) dan una iluminación. Ellos se operan con voltajes de juntura de 2,5 Voltios y deben estar protegidos con una resistencia limitadora, de tal forma que se tengan corrientes que no superen los 5 mA, la luminosidad dependerá de la corriente (Figura 2.6).

A veces, es conveniente realizar un acople de tipo óptico y se utilizan diodos LED de fuentes de radiación (emisores) y algún elemento fotoreceptor como fotodiodo47 o fotocelda (Figura 2.7).

Experimento No. 2

Realizar el montaje de la Figura 2.7 utilizando los materiales de la siguiente lista:

 Cubierta sellada opaca

 Fotoemisor: diodo LED polarizado externamente

 Fotoreceptor: Fotocelda con carga y fuente externa

Realizar un circuito que varíe la iluminación del LED y se transmita esa variación a una cara al otro lado.

2.1.2 Transistor BJT: modelos de polarización y señal en emisor común

2.1.2.1 Fundamentos

Un transistor bipolar es un ensamble monolítico de dos junturas PN (diodos), tal como se muestra en la Figura 2.8.

El diodo base-emisor está directamente polarizado, o sea, está a 0,6 V, mientras que el diodo colector-base esta inversamente polarizado. La región de base es muy estrecha y el alto potencial positivo en la región de colector barre la corriente hacia ese terminal. Este comportamiento especial hace que una corriente se genere en el diodo base-emisor (llamado por esto diodo de control) y que esa corriente casi por entero se proyecte hacia el colector atravesando el diodo inverso. La corriente de base es muy pequeña, y por lo tanto la corriente de emisor es casi la misma corriente de colector{32}. El tipo de transistor mostrado es uno NPN (por la polaridad de los 2 diodos integrados, pero podría ser al contrario PNP){33}.

El transistor BJT se ha definido como un dispositivo de mando por potencia{34}, o sea que demanda tanto corriente como voltaje para su operación. Si se ve como un dispositivo mandado por corriente, se puede definir un parámetro de comando que es el BETA (Figura 2.9). Para todo efecto práctico, se supone que la corriente de colector es la misma que la corriente de emisor{35}.

Si se toma como un dispositivo gobernado por voltaje, el parámetro de gobierno es la transconductancia (Figura 2.10). En los diseños que se plantean es perfectamente valido plantear tanto un mando por corriente (y utilizar el beta) o un mando por voltaje y utilizar la transconductancia.

En el cálculo de circuitos transistorizados BJT, utilizando los modelos físicos, se utilizará tanto un mando por corriente (y se empleará el beta) o un mando por voltaje (y se empleará la transconductancia). La transconductancia igualmente se define como el inverso de la resistencia dinámica del diodo base-emisor, según se explicará detalladamente más adelante.

A. Polarización

Como se ha explicado, primero hay que polarizar un dispositivo, para que después pueda sobre él modularse una señal. La polarización de un transistor debe hacerse utilizando como concepto básico (de entrada) la realimentación negativa, que como se anotó sirve para disminuir las asimetrías en los procesos de creación de las señales eléctricas. De hecho, sin la utilización intensiva de la realimentación negativa, el transistor sería un mero objeto o curiosidad de laboratorio. Hoy se puede ver que es la base de la más explosiva tecnología creada por el hombre, ya que tiene que ver con el manejo de la información en sí misma.

La realimentación negativa se aplica en la resistencia de emisor, Re, la cual utiliza la corriente de emisor (Ie = Ic) como dato de entrada. Entonces, actúa corrigiendo de la siguiente manera: supóngase que se ha fijado un valor dado de Ie (1 mA por ejemplo). Si por cualquier motivo el voltaje base emisor aumenta y se da un crecimiento de la Ie por esta causa, entonces esa misma corriente pasa por Re generando un crecimiento del voltaje sobre esa resistencia. Como el voltaje está fijo desde el divisor de voltaje sobre la base, entonces un aumento en el voltaje de Re implica una disminución en el voltaje base-emisor:

Esto se describe en la la siguiente Figura:

Es claro, entonces, que el voltaje Vbe=0,6 Vde polarización directa puede variar (y de hecho varía según el transistor individual utilizado), induciendo una variación de Ie, pero si se pone a competir con el un voltaje en serie mayor (dependiente de Ie) este efecto nocivo se contrarresta. Este es un mecanismo de retroalimentacion negativa que se aplica en la polarización de un transitar bipolar (BJT)52.

Fundamento del control de la precisión del diseño de polarización

El diseño de polarización de una etapa de transistor Bipolar arranca entonces con la fijación de un voltaje sobre Re de Realimentación negativa, suficiente para asegurar un cierto porcentaje de control sobre el corrimiento (error) en Ie53. Este es un efecto que se mira desde dos puntos de vista simultáneos, a partir del concepto de error porcentual que tiene una interpretación intuitiva, directa y útil:

-La minimización del efecto de Ganancia de corriente del transistor:

Para efectuar un diseño confiable de un circuito transistorizado básico, es necesario garantizar de entrada que la variación de la ganancia básica del transistor, p, no tiene ningún peso en las variaciones indeseadas en el circuito. El análisis parte del circuito de la figura 2.12.

Se halla la variación de Ic con respecto solo a beta, partiendo de la expresión del divisor de corriente mostrado.

Dividiendo por Ic ambos miembros:

Siguiendo:

Si Rb<<βRe, entonces:

Hallando la expresión para Ic (o sea multiplicando ambos miembros por beta):

Reordenando para hallar variaciones relativas:

Dividiendo por Ic ambos miembros:

Si se aproxima la relación Ii/Ic a beta y si se toman no diferenciales sino incrementos y se multiplica cada miembro por cien, se tiene:

Ahora, si se escoge un transistor de alto beta (al menos 100) y si se permite una variación porcentual del 10% para beta, entonces la variación porcentual de Ic en función de la variación de beta será:

Se ve claro que si Rb igual a Re, una variación porcentual de beta solo se refleja en un 0,1% de la corriente de colector, o sea despreciable. Entonces si se mantiene baja Rb o alta Re{36}, se puede prescindir de considerar la variación de la polarización por cuenta de beta. Entonces, se puede considerar la otra fuente de inestabilidad en el circuito de transistor BJT como la única, asignándole todo el porcentaje de variación de Ic a esta causa. Como quiera que a veces no se conoce el p de un transistor, en lugar de aplicar este criterio se operará más fácil sobre uno que tome en cuenta la Ganancia de corriente, como se verá más adelante.

–Minimización de la variación Vbe en la polarización

Nótese cómo es de importante fijar inicialmente un voltaje dado sobre la base mediante el puente Rb1 y Rb2 (Figura 2.13). En la medida en que este voltaje sea constante, entonces la malla se podrá utilizar como medio de control de las variaciones de Ie). En el texto Amplificadores realimentados: diseño lineal avanzado se puede encontrar detallada la deducción de la fórmula de diseño para lograr un determinado porcentaje de error en Ie, para una polarización BJT, lo cual se repite aquí.

El puente de base se puede reemplazar por su equivalente Thevenin, como se muestra en la Figura 2.14.

La malla de entrada queda así (asumiendo que Ic=Ie):

Tomando incrementos (AVThev=0)

Se despeja el término correspondiente a AIC que es el que se va a poner a variar en función de AVbe (que se toma con valor absoluto):

Se dividen ambos miembros por Re:

Si el incremento de corriente de base se considera despreciable, se puede eliminar ese sumando:

Dividiendo cada miembro por Ic:

Multiplicando lado y lado por cien:

De aquí se despeja VRe, que es la cantidad de interés, pues AIc% se fija de entrada, de acuerdo con la tabla siguiente:

La siguiente tabla describe el porcentaje de variación de Ic según el tipo de circuito debido exclusivamente a variación de Vbe.

De esta forma, se pueden diseñar circuitos repetibles{37} que tengan en cuenta la variación del voltaje base emisor como fuente de la inestabilidad de la polarización de la corriente de base. Usualmente se asigna un corrimiento de 50 mV o máximo 100 mV, ya sea por variación térmica o por dispersión del valor en el proceso de fabricación.

Verificación de la polarización

La prueba (verificación) del circuito desde el punto de vista de la polarización se hace exclusivamente con el multímetro en la función voltaje{38}. Un primer punto clave es el voltaje base-emisor, que debe estar cercano a los 0,6 voltios{39}. Si este voltaje es correcto, entonces se dice que “el transistor esta operando correctamente”. Un segundo punto clave es el voltaje sobre la resistencia de realimentación negativa, Re. Si el voltaje allí medido corresponde con el diseño, se dice entonces que “el circuito esta operando correctamente”{40}.

B. Señal

Para calcular el progreso de una señal por un transistor BJT es necesario considerar una fuente de señal de voltaje actuando sobre el diodo de control (Figura 2.15). La resistencia del diodo de control es la pendiente de la curva Vd-Id del diodo y vale aproximadamente:

En este punto hay que remarcar que el proceso es una simple creación de una corriente al aplicar un voltaje externo (Vs) sobre una resistencia (rd). El diodo de control responde a este estímulo dando la corriente ie (como señal, o sea modulación):

Ahora, la corriente de emisor ie, como señal, atraviesa el diodo inverso (base-colector) y sobre la carga Rc. La corriente recorre Rc “al contrario” de cómo lo hace en rd.

Nótese que en la salida el voltaje Vo es de polaridad contraria a Vs, o sea, hay una inversión de fase entre entrada y salida. Por lo tanto, la Ganancia de voltaje se puede escribir para esta primera etapa de transistor como:

Consúltese la obra Amplificadores realimentados: diseño lineal avanzado para verificar como se obtiene esta ecuación. Es importante notar que en este circuito de señal no hay retroalimentación negativa (pues no existe ninguna resistencia en el emisor, Re). Verificar haciendo los cálculos pertinentes que si se pusiese una resistencia en serie con rd, entonces se tendría un valor de la Ganancia de voltaje como:

Si el valor de Re es mucho mayor que el de rd, entonces queda:

En el anterior esquema hay que notar que los modelos del transistor BJT no son basados en cuadripolos como es usual, más bien se utiliza un modelo “simbólico” que no es necesario traducir en ningún esquema de fuentes. Este tipo de aproximación, más física que matemática, se usa en ciertos países de Europa{41}. Si se detalla bien el esquema se podrá ver que se usa una linealidad (superposición) en el tiempo, o sea, eventos secuenciales, en contraposición a los modelos circuitales normales que se calculan con base en una linealidad (superposición) en el espacio, o sea ,eventos simultáneos descritos por el sistema de ecuaciones de malla o nodo.

Este enfoque físico, más que matemático, es muy apropiado para implantar un método de análisis de circuitos transistorizados o de operacional orientados al circuito, no al dispositivo (como es usual), y en el que la aplicación de las técnicas de realimentación negativa es directa y omnipresente. Por otro lado, hay que notar que el manejo de fases en este tipo de enfoque es absoluto, correspondiendo con una determinada realidad física. En el enfoque tradicional el manejo de las fases es relativo, en consonancia con la naturaleza matemática- circuital del enfoque.

Es muy importante recabar que la operación del transistor BJT es fundamentalmente no-óhmica, ya que al aumentar el nivel de la corriente a través del dispositivo (ie = ic) su voltaje decrece, o sea, no incrementa, como sería de esperar en un esquema regido por la Ley de Ohm. Esta circunstancia es la que permite al dispositivo amplificar señal, ya que los terminales colector-emisor del transistor se acomodan (como un fuelle) al voltaje que tome la resistencia de salida (Rc).

Por lo anterior, en el diseño de la polarización de una etapa de emisor común de BJT, es usual asignar un voltaje DC de aproximadamente el barrido de señal en la salida, o sea su voltaje pico a pico.

Así mismo, se plantea un criterio de selección de Rb=Rb1/Rb2 con base en la necesidad de minimizar el predominio de la Ganancia de corriente básica del transistor (beta), la cual debe ser un factor a no tener en cuenta. Esto se logra mediante la restricción de la Ganancia de corriente a valores menores de 10 en módulo. El estudiante deberá estudiar este tema en el texto Amplificadores realimentados: diseño lineal avanzado.

Nótese aquí como actúa también la resistencia Re de realimentación negativa, minimizando este predominio. Este hecho remarca la importancia de este resistor.

C. Efecto Early

Es necesario ahora estudiar un efecto de realimentación interna que existe en el transistor denominado Efecto Early. Este efecto es una modulación del ancho del sector de la base en función del voltaje de salida (Vce). En efecto, al crecer el potencial de salida (que arrastra cargas mayoritarias hacia el colector) el recorrido medio de cargas inyectadas desde el emisor es menor y el resultado neto es que para una determinada corriente de colector (Ic) se requiere menos corriente de base (Ib) para generarla. Este efecto, que se manifiesta como una realimentación interna del transistor{42}, se muestra gráficamente a continuación.

Se puede demostrar, utilizando la metodología desarrollada en el texto Amplificadores realimentados: diseño lineal avanzado, que es factible modelar la realimentación interna mediante el modelo simbólico ampliado para el BJT (fundamental y extendido) que se muestra en la Figura 2.18.

En la malla de entrada se tiene:

Entonces:

O sea que el voltaje de realimentación tiende a aumentar{43} la corriente de emisor (y la de colector) para un mismo voltaje de mando Vbe.

D. Comprobación del diseño

Para la comprobación del diseño desde el punto de vista de señal, se usa exclusivamente el osciloscopio62. Especialmente en la entrada y la salida, para conocer los valores de voltaje pico a pico, y así entonces poder conocer la Ganancia de voltaje63.

La operación del transistor, como se ha explicado, en donde actúa un solo dispositivo y el punto de operación está centrado en la Característica Gráfica se denomina Operación en Clase A (Figura 2.19).

En Operación Clase A, las ondas están centradas y normalmente son pequeñas, lo que reduce la distorsión no lineal, inherente a la operación de este tipo de dispositivos semiconductores. En la Figura se ve cómo un barrido en Vbe produce un barrido en Ib, otro en Ic y otro en Vce. En el desarrollo inicial de la técnica de transistores se utilizó profusamente el cálculo de circuitos a partir de este tipo de gráficas. En la actualidad rara vez se hace, pues las técnicas modernas de diseño, al basarse sobre métodos orientados al circuito, no al dispositivo, hacen obsoleto y superfluo este ejercicio

Ejemplo

Diseñar una etapa de BJT en emisor común que tenga una Ganancia de voltaje de -10 y use un transistor NPN alimentado de una fuente de +20 V Se requiere un barrido de voltaje a la salida de aproximadamente VoP-P = 5,0 V. Acéptese un corrimiento de voltaje base-emisor de 0,1 V por fabricación (o sea, la diferencia que puede haber de un ejemplar arbitrario de ese transistor a otro escogido también arbitrario). Selecciónese un miliamperio de Ic de polarización64. Tómese un corrimiento porcentual de corriente del 10% (circuito de prpósito general).

Solución:

Se usa un esquema de Puente en la base como se muestra en la Figura 2.20 y se asigna de entrada el voltaje de polarización en el diodo de control de 0,6 V

Se calcula primero el valor del voltaje sobre Re (resistencia de realimentación negativa) para un corrimiento porcentual de corriente del 10% en colector. La influencia de p se tiene en cuenta en la relación Rb/Re.

Como se toma Ic= 1 mA, entonces se tiene Re = 1,0 KQ{44}.

Se calcula en seguida la Resistencia Rb2 que se asume convergente con Rb2//Rb1 = Rb{45} teniendo en cuenta la ecuación (31).

Ahora, asumiendo un beta grande (de más de 100 como es usual en los transistores BJT modernos), se asume que la corriente por Rb1 es igual a la que circula por Rb2:

En seguida, se calcula Rb1, conociendo su voltaje y la corriente que lo atraviesa:

Ya se tiene, entonces, la malla de entrada, se calculará la malla de salida sabiendo que el voltaje Vce debe acoger aproximadamente el barrido de 5,0 VoP-P y que la Ganancia de voltaje debe ser de 10.

Se verifica primero Rc para que se tenga la ganancia definida según la ecuación (27).

Por lo tanto, VRc=10 V, y entonces en el transistor queda Vce=9 V, o sea, con una holgura de 4 voltios adicionales para empaquetar el barrido. Esta es una situación favorable que, sin embargo, no todas las veces se puede lograr y hay entonces que hacer cambios en el diseño de la operación de señal. Esta investigación se plantea usando la técnica de cubrir parte de Re con un capacitor para lograr la ganancia{46}. El estudiante debe investigar el siguiente laboratorio.

2.1.3 Montajes en colector común y base común

El emisor común, que es un montaje en el cual hay amplificación de voltaje y amplificación de corriente (y por lo tanto hay una gran amplificación de potencia) tiene entonces entrada por base y salida por colector, siendo común el emisor en entrada y salida.

Pero este montaje no es el único, puesto que se puede entrar por base y salir por emisor, teniendo el colector como electrodo de referencia en entrada y salida. Aquí hay amplificación de corriente (no de voltaje). También se puede entrar por emisor y salir por colector teniendo el terminal de base como referencia para entrada y salida. Este montaje, llamado de base común no presenta amplificación de corriente, solo amplificación de voltaje. Como se puede ver del análisis anterior, lo importante en un montaje transistorizado es que la entrada cubra el diodo de control (Vbe).

2.1.3.1 Colector común

A. Polarización

La polarización es idéntica a la de emisor común, o sea, partiendo de un puente divisor de tensión en la entrada. Se distingue por no tener resistencia de colector, solo de emisor, que en este caso sirve tanto de resistencia de estabilidad por efecto de realimentación negativa como de resistencia de carga, o parte de ella, cuando también hay una RL conectada por un capacitor en la salida (Circuito de emisor, Figura No.2.21).

Se debe recordar que en los circuitos de transistor BJT, que solo amplifican voltaje y no están destinados a entregar corriente (o sea son pre-amplificadores), la corriente de reposo de colector, Ic, se hacía invariablemente igual a 1 mA debido a que con ese valor se tenía un valor máximo de p y, además, se aseguraba de no disipar potencia sin necesidad.

Para los amplificadores de potencia, donde es un imperativo amplificar y entregar grandes corrientes a cargas bajas, debe aumentarse la corriente de colector de reposo para poder garantizar el barrido de la señal sobre la carga de salida. También habrá que garantizar paralelamente que el transistor pueda disipar apropiadamente este exceso de potencia sobre él, o sea que es necesario por primera vez hacer un chequeo del transistor con respecto al calor. Esto se verá en el capítulo de etapas de potencia.

En el procedimiento siguiente, a diferencia de diseños previos de pre-amplificadores, el valor de la batería no se tiene de entrada, sino que se calcula en función de los otros requerimientos.

Entonces, de manera general el barrido es:

En la anterior ecuación RL (AC) es la carga de salida en señal (AC). Esta relación permite entonces escoger el valor de la corriente de colector de reposo y seleccionar el transistor que sea apropiado para el trabajo requerido.

Se calcula, entonces, la resistencia de emisor teniendo en cuenta el siguiente criterio: Re debe ser mucho mayor que RL (suponiendo que este es pequeño), para no deteriorar la resistencia de entrada:

Después de esto se puede escoger la resistencia Rb2, como se hace normalmente, tratando de gastar el margen restante de 10% para estabilidad de la corriente de colector.

El cálculo de Rb1 se deja para lo último, ya que por ahora se desconoce el valor de la tensión de batería.

Para la malla de salida, se garantiza un “empaquetamiento” apropiado por el colector-emisor del transistor con respecto al barrido seleccionado si vale que:

Sin embargo, debe recordarse que en el “seguidor de emisor” no hay resistencia de colector y el valor anterior podría ser bajo con relación a tener un voltaje de pila que garantice una Rb1 alta, con lo cual se preserve la resistencia de entrada. Entonces, la ecuación anterior no se utiliza, prefiriéndose la que sigue:

En seguida se establece el valor de la batería, Vcc:

Sabiendo ahora el valor de Vcc, se procede a establecer el valor de Rb1, despejando el valor de las caídas de voltaje sobre el divisor de voltaje de base.

B. Operación en señal

Los cálculos de operación de señal son los siguientes. Se tiene que volver a analizar el circuito eliminando las fuentes de alimentación tal y como se muestra en la Figura 2.22.

La malla de entrada.

La malla de salida

A este circuito se le llama “Seguidor de emisor”, por cuanto el voltaje en el emisor prácticamente es el mismo voltaje de la base, o sea que en la salida prácticamente se tiene el voltaje de entrada. Deben recordarse dos cosas importantes: primera, que en condiciones de señal la caída de voltaje sobre el diodo de control base-emisor no es 0,6 V, que es el voltaje directo (DC) de polarización sobre ese diodo. Segunda, que la resistencia Re hace que la señal base-emisor se “comprima” y sea muy pequeña, mediante un efecto que solo es evidente cuando se hace un análisis por teoría de realimentación.

Nótese que en este diseño obviamente no se plantea una ecuación de Ganancia de voltaje por cuanto esta no se aplica. La condición de señal se considera resuelta cuando en el circuito propuesto se logra el barrido deseado sobre la carga total. En cierta forma, en este tipo de circuitos que se van acercando a la carga final como etapas de salida o como “excitadores de salida” (drivers), el concepto de “Ganancia de corriente” va apareciendo en contraposición al concepto “Ganancia de voltaje” que siempre se usa en pre-amplificadores.

Por otra parte, la resistencia de entrada, parámetro muy importante en este tipo de circuitos, se calcula mediante la siguiente ecuación:

La resistencia de salida es baja, lo cual implica una gran ventaja cuando se quieren atacar cargas bajas, como es el caso de los amplificadores de potencia.

Por último, se debe hacer un chequeo de la capacidad del dispositivo para manejar la potencia en el colector que se va a producir, suponiendo una operación en Clase A, o sea, el punto de operación puesto en el centro de las características de tal forma que se tengan excursiones (barridos) simétricos de las señales. Para esto se debe cumplir la siguiente indicación:

Este chequeo es necesario para proteger al dispositivo de una eventual elevación de temperatura que puede destruirlo si se sobrepasa la temperatura máxima de juntura. Si se utilizan valores bajos de corriente de colector (1 mA, por ejemplo) para Clase A, este chequeo no es tan importante, pero se debe tener la costumbre de cumplir con el cálculo. Si se utilizan otros tipos de operación como el tipo “B” o “C” en los que la polarización de corriente de colector puede ser pequeña pero la potencia disipada puede ser alta, entonces se aplican otros criterios de cálculo y el chequeo es obligatorio.

Ejemplo

Se quiere atacar una carga en señal (AC) de 500 Q con un barrido de 0,8 V p-p. Se tiene un transistor NPN de P=250. Se debe garantizar una resistencia de entrada de mínimo 20 KQ. Determínese el valor de Vcc que sea conveniente para el proyecto.

Se calcula inicialmente la corriente de colector que ofrezca el barrido solicitado con la resistencia de carga en señal establecida:

Se escoge Ic=1 mA. Ahora, se establece una resistencia Re que sea mucho mayor que RL:

Se calcula enseguida la resistencia Rb2:

Se calcula la tensión entre colector-emisor:

Se establece la batería Vcc:

Si la caída sobre Rb1 es VRb1= 20 V-10,6 V=9,4 V, entonces:

La verificación de la resistencia de entrada es:

La resistencia de salida es:

Por último se chequea la potencia disipada contra el valor máximo que aparece en el manual del fabricante. Para el transistor 2N2222A operando a 25°C es de 0,5 W.

Con esto se chequea el transistor y completa el diseño del circuito propuesto.

2.1.3.2 Base común

La polarización de este tercer montaje es idéntica a la de emisor común, la diferencia es que el punto de base esta aterrizado por un capacitor.

Para condiciones de señal se muestra el esquema y los cálculos (Figura 2.24).

Y finalmente

Nótese que tanto en colector común como en base común no hay cambio de fase.

2.1.4 Acoples

2.1.4.1 Acoplamiento por capacitor

Es la forma más usual de juntar etapas diferentes (acoplamiento), ya que es barata y relativamente fácil de calcular, aunque en diseños detallados hay que realizar un estudio de las frecuencias para determinar su efecto específico. Normalmente, se hace por capacitor electrolítico, debiéndose tener en cuenta la superposición de los potenciales para no deteriorar el componente (Figura 2.25).

2.1.4.2 Acoplamiento directo

El acoplamiento directo, o sea, la colocación una detrás de otra de configuraciones transistorizadas sin tener ningún capacitor es una alternativa muy estudiada especialmente por las siguientes razones:

 En los diseños de la electrónica analógica integrada es por obligación directo, ya que al nivel de miniaturización que se tiene hoy en día no es posible colocar transformadores (otra opción) y los capacitores que se puedan integrar con facilidad son solo de tamaños muy pequeños.

 La respuesta de frecuencia de algunas aplicaciones electrónicas analógicas debe ser muy cercana a los cero radianes/s. (muy baja frecuencia), lo cual solo se logra con acople directo.

 Algunos circuitos críticos son obligados a tener muy buena estabilidad en DC, y por lo tanto un esquema de realimentación negativa en directo es muy deseable en estos casos.

 En algunos circuitos acoplados directamente es factible omitir ciertas resistencias. Por ejemplo una etapa de emisor común acoplada directamente a otra, puede obviar las resistencias del puente de base de la segunda etapa.

Pero también existen algunos problemas asociados a este tipo de acople, ya que a diferencia del diseño de circuitos con acople por capacitor, por ejemplo, no es posible cumplir con todos los requerimientos a la vez, y deben ser sacrificados algunos aspectos. Esto hace que se deba insertar un nuevo tipo de ayudas para ampliar este rango, tal como veremos en el siguiente apartado, en el que el acople directo es mejorado por la inclusión de diodos.

2.1.4.3 Acoplamiento por diodo

Se tienen dos posibilidades: acople directo por diodo normal y acople directo por diodo de referencia (zener)

A. Acople por diodo normal

La Figura 2.26 muestra un típico ejemplo del uso de diodos PN de silicio de baja frecuencia.

El diodo PN suministra entonces un corrimiento de voltaje de 0,6 V cuando está directamente polarizado, y la gran ventaja es que su resistencia de señal en esta circunstancia es muy pequeña, o sea, acopla directamente y permite salvar las diferencias de voltaje DC que hacen a veces el uso de acople directo simple. La primera condición que deben cumplir diodos colocados en este arreglo es que su apilamiento sea en un número suficiente para llenar el “hueco” de voltaje entre los dos transistores, como se establece en la siguiente ecuación:

En esta expresión n es el número de diodos iguales utilizado.

B. Acople por diodo de referencia (zener)

En la Figura 2.27 se muestra una aplicación típica de un diodo zener utilizado como acople directo. En este caso el diodo zener puede tener una mejor flexibilidad en definir la brecha de voltaje utilizable, y como en el caso de los diodos normales, la resistencia interna del diodo zener es muy pequeña.

Vale entonces la siguiente ecuación para el diseño de este tipo de acople:

Como es natural, el diodo zener debe ser polarizado inversamente para que ajuste su voltaje de zener. Una desventaja inherente al tipo de diodo utilizado es que, al usar un proceso de avalancha, su característica de ruido puede ser en algunas aplicaciones un serio inconveniente. Por ello, algunas veces se pone un capacitor en paralelo para tratar de disminuir esta señal de ruido de alta frecuencia.

2.1.4.4 Acoplamiento por transformador

Un tipo alterno de acoplamiento es el transformador, el cual proporciona un manejo muy flexible de los tamaños de las señales, tanto de voltaje o de corriente, y que el grado de separación de las etapas puede en ciertas circunstancias ser alto, aunque no tanto como el acople óptico.

Un transformador, como se verá más adelante, es un artefacto de bobinados que transfiere la energía de tipo electromagnético, o sea, señales eléctricas y magnéticas acopladas, siendo transferidas de un arrollamiento al otro.

Los transformadores son dispositivos pasivos altamente especializados que son aplicados tanto para audiofrecuencia como para radiofrecuencia. Por otro lado, se asume que los transformadores que se consideren en estos diseños son ideales, ya que un análisis completo, con todas las correcciones, es muy dispendioso y además no se requiere, puesto que las aplicaciones son de propósito general.

El tipo de acople por transformador que se va a estudiar es uno no sintonizado, el cual se supone va hasta los 2 MHz sin problemas, rango dentro del cual se pueden obtener en el mercado transformadores baratos, y el incremento en la ganancia en comparación con el acople RC es su mayor ventaja, que opaca alguna distorsión que va asociada a la operación de estos elementos, principalmente por las limitaciones asociadas a los núcleos ferro magnéticos que se utilizan.

Operación básica del transformador

Cuando un transformador actúa, hay una transferencia de energía electromagnética debido a las variaciones espaciotemporales de sus campos asociados.

Se definen inicialmente los números de espiras en cada arrollamiento, el primario o de entrada (Input) y el secundario o de salida (Output). Para el primario hay Ni vueltas, mientras que para el secundario hay No.

Las corrientes que circulan por los arrollamientos son inversamente proporcionales a su número de vueltas:

Los voltajes de los arrollamientos son directamente proporcionales a su número de vueltas:

Por otro lado, y considerando un transformador ideal, o sea, sin pérdidas, se puede aceptar que las potencias en cada arrollamiento son iguales:

De esta forma, se puede definir la resistencia de carga reflejada desde el secundario (carga real) hacia el primario:

Sea RL' la resistencia de carga reflejada en el primario desde el secundario. Y RL la resistencia real en secundario, se tiene entonces:

Esto quiere decir que se pueden lograr altos valores de resistencia en primario con solo utilizar transformador con un apropiado valor de vueltas. También quiere decir que se pueden obtener altas ganancias en etapas únicas de transistor BJT con carga de transformador en colector.

Para este circuito se tiene:

2.1.4.5 Acople entre etapas de BJT mediante transformadores

Es importante ahora discutir los aspectos de diseño de un acople de dos etapas BJT mediante un transformador, como muestra la Figura 2.30. La particularidad del diseño es que el transformador tiene por carga en secundario la entrada de un segundo circuito de transistor, que ofrece una oposición entre un punto del divisor de tensión de entrada y la base propiamente dicha del segundo dispositivo.

Se desarrolla en seguida la serie de cálculos que hay que efectuar, recordando que muchos de ellos ya se han explicado anteriormente, por lo que no se hace de manera general, prefiriéndose entrar directamente a un diseño específico. En este circuito de dos etapas, las resistencias equivalentes son del mismo valor, así por ejemplo, Rb2 vale lo mismo en la primera etapa y en la segunda. La relación del número de vueltas del transformador es n=2. Además, la Ganancia total de voltaje que se quiere es de 220. La resistencia de carga en la etapa final es RC=4 K, sobre la cual hay un barrido de Vopp=4 V. Los p (hfe) de los transistores son de 240 y la fuente tiene un valor de 12 V.

Se hacen los siguientes análisis, comenzando por calcular la Ganancia de voltaje por etapa:

Se calcula en seguida el modelo, que será además la segunda etapa (de salida):

Si se acepta una corriente de colector de 1mA, se tiene entonces Re=2K.

Para empaquetar adecuadamente un barrido de Vopp=4,0 V se tiene que cumplir una condición aproximada de:

Entonces si se tiene una fuente de 12 V y si en Re caen 2,0 V y en Vce caen 6,0 V, en la resistencia de colector de la etapa modelo (y última) deben caer 4,0 V, lo cual lleva a que Rc=4 K, como se ha especificado68.

En seguida, se hacen los ajustes con Re' descubierta para lograr la Ganancia de voltaje requerida en esta etapa modelo (y última):

El puente de base para este modelo se calcula como sigue, suponiendo los corrimientos porcentuales de Vbe (10%) y de B (10%):

Y entonces, con VRb2= 2,6 V y VRb1=9,4 V:

Habiendo entonces calculado la etapa final (modelo también) se procede a ajustar la primera etapa. Para ello, hay que calcular la resistencia de entrada de la etapa final, pues va a ser la resistencia que se va a reflejar al primario del transformador{47}:

Por lo tanto, la resistencia reflejada en el primario del transformado, para condiciones de AC (señal) es:

Nótese la gran resistencia de colector efectiva que se tiene. Se puede, en seguida, calcular el ajuste de ganancia para la primera etapa, sabiendo que los valores de las resistencias son en principio iguales que para el modelo y la segunda etapa, difiriendo naturalmente del valor de Rc y de Re'.

Esta respuesta nos indica que para ajustar la ganancia debemos no solo dejar descubierta toda la resistencia Re, sino aumentarla, lo cual pues no se hace. Cuando se obtienen estos valores de ganancia tan altos debido al uso de transistores de alto P, de resistencias de realimentación negativa en emisor descubiertas, y de los transformadores, se puede reflejar en el uso de excitaciones más bajas en el ataque.

Una última palabra sobre la necesidad de adaptación a través de los transformadores. Cuando se trabaja con transistores, su relativa baja impedancia en la entrada hace que el régimen de ataque visto desde el generador de señal pueda ser o por corriente (alta impedancia de fuente), o por voltaje (baja impedancia de fuente) o adaptado (igualdad de niveles de impedancia entre fuente de señal y el circuito). El uso de transformador mediante la facilidad de cambiar la impedancia reflejada de secundario a primario, hace fácil cualquier tipo efectivo de ataque sobre un determinado paso transistorizado que utilice este medio de acople. Algunos libros{48} aconsejan entonces adaptar impedancias. Pero, ¿es necesaria o por lo menos conveniente la adaptación de las etapas? La adaptación lleva fundamentalmente a una transferencia óptima de potencia desde una fuente a una utilización, entonces podría parecer que la adaptación es necesaria en todos los casos de diseño transistorizado.

En realidad, si se analiza bien, la adaptación de impedancias solo es importante (y aún más, necesaria) en unos pocos casos más bien aislados, cuando se tienen fuentes de señal con potencias muy bajas. Cuando esto no ocurre, o sea cuando la fuente de señal dispone de potencias relativamente altas para suministrar a las cargas, la adaptación de impedancias simplemente no es necesaria, y se convierte en un recurso superfluo, que demanda más esfuerzo del que se pueda justificar por las aparentes ventajas que de esta técnica puedan derivarse. Más aún, si se está en el peor caso, o sea cuando se tiene una fuente de señal con muy poca potencia de señal inherente para ofrecer (por ejemplo, ciertos transductores especializados), una desadaptación de impedancias relativamente importante lleva a pérdidas que perfectamente se pueden tolerar{49}. De hecho, la utilización de transformadores en el diseño electrónico de etapas discretas solo se justifica en términos de un aumento significativo de las ganancias de voltaje (vía la modificación de las resistencias reflejadas) y nunca se habla en la práctica de mejorar la eficiencia de la transmisión de potencia de un punto a otro (de una etapa a otra).