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2.1.3 Montajes en colector común y base común

El emisor común, que es un montaje en el cual hay amplificación de voltaje y amplificación de corriente (y por lo tanto hay una gran amplificación de potencia) tiene entonces entrada por base y salida por colector, siendo común el emisor en entrada y salida.

Pero este montaje no es el único, puesto que se puede entrar por base y salir por emisor, teniendo el colector como electrodo de referencia en entrada y salida. Aquí hay amplificación de corriente (no de voltaje). También se puede entrar por emisor y salir por colector teniendo el terminal de base como referencia para entrada y salida. Este montaje, llamado de base común no presenta amplificación de corriente, solo amplificación de voltaje. Como se puede ver del análisis anterior, lo importante en un montaje transistorizado es que la entrada cubra el diodo de control (Vbe).

2.1.3.1 Colector común

A. Polarización

La polarización es idéntica a la de emisor común, o sea, partiendo de un puente divisor de tensión en la entrada. Se distingue por no tener resistencia de colector, solo de emisor, que en este caso sirve tanto de resistencia de estabilidad por efecto de realimentación negativa como de resistencia de carga, o parte de ella, cuando también hay una RL conectada por un capacitor en la salida (Circuito de emisor, Figura No.2.21).

Se debe recordar que en los circuitos de transistor BJT, que solo amplifican voltaje y no están destinados a entregar corriente (o sea son pre-amplificadores), la corriente de reposo de colector, Ic, se hacía invariablemente igual a 1 mA debido a que con ese valor se tenía un valor máximo de p y, además, se aseguraba de no disipar potencia sin necesidad.

Para los amplificadores de potencia, donde es un imperativo amplificar y entregar grandes corrientes a cargas bajas, debe aumentarse la corriente de colector de reposo para poder garantizar el barrido de la señal sobre la carga de salida. También habrá que garantizar paralelamente que el transistor pueda disipar apropiadamente este exceso de potencia sobre él, o sea que es necesario por primera vez hacer un chequeo del transistor con respecto al calor. Esto se verá en el capítulo de etapas de potencia.

En el procedimiento siguiente, a diferencia de diseños previos de pre-amplificadores, el valor de la batería no se tiene de entrada, sino que se calcula en función de los otros requerimientos.

Entonces, de manera general el barrido es:


En la anterior ecuación RL (AC) es la carga de salida en señal (AC). Esta relación permite entonces escoger el valor de la corriente de colector de reposo y seleccionar el transistor que sea apropiado para el trabajo requerido.

Se calcula, entonces, la resistencia de emisor teniendo en cuenta el siguiente criterio: Re debe ser mucho mayor que RL (suponiendo que este es pequeño), para no deteriorar la resistencia de entrada:


Después de esto se puede escoger la resistencia Rb2, como se hace normalmente, tratando de gastar el margen restante de 10% para estabilidad de la corriente de colector.



El cálculo de Rb1 se deja para lo último, ya que por ahora se desconoce el valor de la tensión de batería.

Para la malla de salida, se garantiza un “empaquetamiento” apropiado por el colector-emisor del transistor con respecto al barrido seleccionado si vale que:


Sin embargo, debe recordarse que en el “seguidor de emisor” no hay resistencia de colector y el valor anterior podría ser bajo con relación a tener un voltaje de pila que garantice una Rb1 alta, con lo cual se preserve la resistencia de entrada. Entonces, la ecuación anterior no se utiliza, prefiriéndose la que sigue:


En seguida se establece el valor de la batería, Vcc:


Sabiendo ahora el valor de Vcc, se procede a establecer el valor de Rb1, despejando el valor de las caídas de voltaje sobre el divisor de voltaje de base.


B. Operación en señal

Los cálculos de operación de señal son los siguientes. Se tiene que volver a analizar el circuito eliminando las fuentes de alimentación tal y como se muestra en la Figura 2.22.

La malla de entrada.


La malla de salida



A este circuito se le llama “Seguidor de emisor”, por cuanto el voltaje en el emisor prácticamente es el mismo voltaje de la base, o sea que en la salida prácticamente se tiene el voltaje de entrada. Deben recordarse dos cosas importantes: primera, que en condiciones de señal la caída de voltaje sobre el diodo de control base-emisor no es 0,6 V, que es el voltaje directo (DC) de polarización sobre ese diodo. Segunda, que la resistencia Re hace que la señal base-emisor se “comprima” y sea muy pequeña, mediante un efecto que solo es evidente cuando se hace un análisis por teoría de realimentación.

Nótese que en este diseño obviamente no se plantea una ecuación de Ganancia de voltaje por cuanto esta no se aplica. La condición de señal se considera resuelta cuando en el circuito propuesto se logra el barrido deseado sobre la carga total. En cierta forma, en este tipo de circuitos que se van acercando a la carga final como etapas de salida o como “excitadores de salida” (drivers), el concepto de “Ganancia de corriente” va apareciendo en contraposición al concepto “Ganancia de voltaje” que siempre se usa en pre-amplificadores.

Por otra parte, la resistencia de entrada, parámetro muy importante en este tipo de circuitos, se calcula mediante la siguiente ecuación:



La resistencia de salida es baja, lo cual implica una gran ventaja cuando se quieren atacar cargas bajas, como es el caso de los amplificadores de potencia.


Por último, se debe hacer un chequeo de la capacidad del dispositivo para manejar la potencia en el colector que se va a producir, suponiendo una operación en Clase A, o sea, el punto de operación puesto en el centro de las características de tal forma que se tengan excursiones (barridos) simétricos de las señales. Para esto se debe cumplir la siguiente indicación:


Este chequeo es necesario para proteger al dispositivo de una eventual elevación de temperatura que puede destruirlo si se sobrepasa la temperatura máxima de juntura. Si se utilizan valores bajos de corriente de colector (1 mA, por ejemplo) para Clase A, este chequeo no es tan importante, pero se debe tener la costumbre de cumplir con el cálculo. Si se utilizan otros tipos de operación como el tipo “B” o “C” en los que la polarización de corriente de colector puede ser pequeña pero la potencia disipada puede ser alta, entonces se aplican otros criterios de cálculo y el chequeo es obligatorio.

Ejemplo

Se quiere atacar una carga en señal (AC) de 500 Q con un barrido de 0,8 V p-p. Se tiene un transistor NPN de P=250. Se debe garantizar una resistencia de entrada de mínimo 20 KQ. Determínese el valor de Vcc que sea conveniente para el proyecto.

Se calcula inicialmente la corriente de colector que ofrezca el barrido solicitado con la resistencia de carga en señal establecida:


Se escoge Ic=1 mA. Ahora, se establece una resistencia Re que sea mucho mayor que RL:


Se calcula enseguida la resistencia Rb2:


Se calcula la tensión entre colector-emisor:


Se establece la batería Vcc:


Si la caída sobre Rb1 es VRb1= 20 V-10,6 V=9,4 V, entonces:


La verificación de la resistencia de entrada es:


La resistencia de salida es:


Por último se chequea la potencia disipada contra el valor máximo que aparece en el manual del fabricante. Para el transistor 2N2222A operando a 25°C es de 0,5 W.


Con esto se chequea el transistor y completa el diseño del circuito propuesto.

2.1.3.2 Base común

La polarización de este tercer montaje es idéntica a la de emisor común, la diferencia es que el punto de base esta aterrizado por un capacitor.


Para condiciones de señal se muestra el esquema y los cálculos (Figura 2.24).


Y finalmente


Nótese que tanto en colector común como en base común no hay cambio de fase.


2.1.4 Acoples

2.1.4.1 Acoplamiento por capacitor

Es la forma más usual de juntar etapas diferentes (acoplamiento), ya que es barata y relativamente fácil de calcular, aunque en diseños detallados hay que realizar un estudio de las frecuencias para determinar su efecto específico. Normalmente, se hace por capacitor electrolítico, debiéndose tener en cuenta la superposición de los potenciales para no deteriorar el componente (Figura 2.25).

2.1.4.2 Acoplamiento directo

El acoplamiento directo, o sea, la colocación una detrás de otra de configuraciones transistorizadas sin tener ningún capacitor es una alternativa muy estudiada especialmente por las siguientes razones:

 En los diseños de la electrónica analógica integrada es por obligación directo, ya que al nivel de miniaturización que se tiene hoy en día no es posible colocar transformadores (otra opción) y los capacitores que se puedan integrar con facilidad son solo de tamaños muy pequeños.


 La respuesta de frecuencia de algunas aplicaciones electrónicas analógicas debe ser muy cercana a los cero radianes/s. (muy baja frecuencia), lo cual solo se logra con acople directo.

 Algunos circuitos críticos son obligados a tener muy buena estabilidad en DC, y por lo tanto un esquema de realimentación negativa en directo es muy deseable en estos casos.

 En algunos circuitos acoplados directamente es factible omitir ciertas resistencias. Por ejemplo una etapa de emisor común acoplada directamente a otra, puede obviar las resistencias del puente de base de la segunda etapa.

Pero también existen algunos problemas asociados a este tipo de acople, ya que a diferencia del diseño de circuitos con acople por capacitor, por ejemplo, no es posible cumplir con todos los requerimientos a la vez, y deben ser sacrificados algunos aspectos. Esto hace que se deba insertar un nuevo tipo de ayudas para ampliar este rango, tal como veremos en el siguiente apartado, en el que el acople directo es mejorado por la inclusión de diodos.

2.1.4.3 Acoplamiento por diodo

Se tienen dos posibilidades: acople directo por diodo normal y acople directo por diodo de referencia (zener)

A. Acople por diodo normal

La Figura 2.26 muestra un típico ejemplo del uso de diodos PN de silicio de baja frecuencia.


El diodo PN suministra entonces un corrimiento de voltaje de 0,6 V cuando está directamente polarizado, y la gran ventaja es que su resistencia de señal en esta circunstancia es muy pequeña, o sea, acopla directamente y permite salvar las diferencias de voltaje DC que hacen a veces el uso de acople directo simple. La primera condición que deben cumplir diodos colocados en este arreglo es que su apilamiento sea en un número suficiente para llenar el “hueco” de voltaje entre los dos transistores, como se establece en la siguiente ecuación:


En esta expresión n es el número de diodos iguales utilizado.

B. Acople por diodo de referencia (zener)

En la Figura 2.27 se muestra una aplicación típica de un diodo zener utilizado como acople directo. En este caso el diodo zener puede tener una mejor flexibilidad en definir la brecha de voltaje utilizable, y como en el caso de los diodos normales, la resistencia interna del diodo zener es muy pequeña.

Vale entonces la siguiente ecuación para el diseño de este tipo de acople:



Como es natural, el diodo zener debe ser polarizado inversamente para que ajuste su voltaje de zener. Una desventaja inherente al tipo de diodo utilizado es que, al usar un proceso de avalancha, su característica de ruido puede ser en algunas aplicaciones un serio inconveniente. Por ello, algunas veces se pone un capacitor en paralelo para tratar de disminuir esta señal de ruido de alta frecuencia.

2.1.4.4 Acoplamiento por transformador

Un tipo alterno de acoplamiento es el transformador, el cual proporciona un manejo muy flexible de los tamaños de las señales, tanto de voltaje o de corriente, y que el grado de separación de las etapas puede en ciertas circunstancias ser alto, aunque no tanto como el acople óptico.

Un transformador, como se verá más adelante, es un artefacto de bobinados que transfiere la energía de tipo electromagnético, o sea, señales eléctricas y magnéticas acopladas, siendo transferidas de un arrollamiento al otro.

Los transformadores son dispositivos pasivos altamente especializados que son aplicados tanto para audiofrecuencia como para radiofrecuencia. Por otro lado, se asume que los transformadores que se consideren en estos diseños son ideales, ya que un análisis completo, con todas las correcciones, es muy dispendioso y además no se requiere, puesto que las aplicaciones son de propósito general.

El tipo de acople por transformador que se va a estudiar es uno no sintonizado, el cual se supone va hasta los 2 MHz sin problemas, rango dentro del cual se pueden obtener en el mercado transformadores baratos, y el incremento en la ganancia en comparación con el acople RC es su mayor ventaja, que opaca alguna distorsión que va asociada a la operación de estos elementos, principalmente por las limitaciones asociadas a los núcleos ferro magnéticos que se utilizan.

Operación básica del transformador

Cuando un transformador actúa, hay una transferencia de energía electromagnética debido a las variaciones espaciotemporales de sus campos asociados.


Se definen inicialmente los números de espiras en cada arrollamiento, el primario o de entrada (Input) y el secundario o de salida (Output). Para el primario hay Ni vueltas, mientras que para el secundario hay No.

Las corrientes que circulan por los arrollamientos son inversamente proporcionales a su número de vueltas:


Los voltajes de los arrollamientos son directamente proporcionales a su número de vueltas:


Por otro lado, y considerando un transformador ideal, o sea, sin pérdidas, se puede aceptar que las potencias en cada arrollamiento son iguales:



De esta forma, se puede definir la resistencia de carga reflejada desde el secundario (carga real) hacia el primario:

Sea RL' la resistencia de carga reflejada en el primario desde el secundario. Y RL la resistencia real en secundario, se tiene entonces:


Esto quiere decir que se pueden lograr altos valores de resistencia en primario con solo utilizar transformador con un apropiado valor de vueltas. También quiere decir que se pueden obtener altas ganancias en etapas únicas de transistor BJT con carga de transformador en colector.


Para este circuito se tiene:


2.1.4.5 Acople entre etapas de BJT mediante transformadores

Es importante ahora discutir los aspectos de diseño de un acople de dos etapas BJT mediante un transformador, como muestra la Figura 2.30. La particularidad del diseño es que el transformador tiene por carga en secundario la entrada de un segundo circuito de transistor, que ofrece una oposición entre un punto del divisor de tensión de entrada y la base propiamente dicha del segundo dispositivo.

Se desarrolla en seguida la serie de cálculos que hay que efectuar, recordando que muchos de ellos ya se han explicado anteriormente, por lo que no se hace de manera general, prefiriéndose entrar directamente a un diseño específico. En este circuito de dos etapas, las resistencias equivalentes son del mismo valor, así por ejemplo, Rb2 vale lo mismo en la primera etapa y en la segunda. La relación del número de vueltas del transformador es n=2. Además, la Ganancia total de voltaje que se quiere es de 220. La resistencia de carga en la etapa final es RC=4 K, sobre la cual hay un barrido de Vopp=4 V. Los p (hfe) de los transistores son de 240 y la fuente tiene un valor de 12 V.

Se hacen los siguientes análisis, comenzando por calcular la Ganancia de voltaje por etapa:


Se calcula en seguida el modelo, que será además la segunda etapa (de salida):


Si se acepta una corriente de colector de 1mA, se tiene entonces Re=2K.


Para empaquetar adecuadamente un barrido de Vopp=4,0 V se tiene que cumplir una condición aproximada de:


Entonces si se tiene una fuente de 12 V y si en Re caen 2,0 V y en Vce caen 6,0 V, en la resistencia de colector de la etapa modelo (y última) deben caer 4,0 V, lo cual lleva a que Rc=4 K, como se ha especificado68.

En seguida, se hacen los ajustes con Re' descubierta para lograr la Ganancia de voltaje requerida en esta etapa modelo (y última):


El puente de base para este modelo se calcula como sigue, suponiendo los corrimientos porcentuales de Vbe (10%) y de B (10%):


Y entonces, con VRb2= 2,6 V y VRb1=9,4 V:


Habiendo entonces calculado la etapa final (modelo también) se procede a ajustar la primera etapa. Para ello, hay que calcular la resistencia de entrada de la etapa final, pues va a ser la resistencia que se va a reflejar al primario del transformador{47}:


Por lo tanto, la resistencia reflejada en el primario del transformado, para condiciones de AC (señal) es:


Nótese la gran resistencia de colector efectiva que se tiene. Se puede, en seguida, calcular el ajuste de ganancia para la primera etapa, sabiendo que los valores de las resistencias son en principio iguales que para el modelo y la segunda etapa, difiriendo naturalmente del valor de Rc y de Re'.


Esta respuesta nos indica que para ajustar la ganancia debemos no solo dejar descubierta toda la resistencia Re, sino aumentarla, lo cual pues no se hace. Cuando se obtienen estos valores de ganancia tan altos debido al uso de transistores de alto P, de resistencias de realimentación negativa en emisor descubiertas, y de los transformadores, se puede reflejar en el uso de excitaciones más bajas en el ataque.

Una última palabra sobre la necesidad de adaptación a través de los transformadores. Cuando se trabaja con transistores, su relativa baja impedancia en la entrada hace que el régimen de ataque visto desde el generador de señal pueda ser o por corriente (alta impedancia de fuente), o por voltaje (baja impedancia de fuente) o adaptado (igualdad de niveles de impedancia entre fuente de señal y el circuito). El uso de transformador mediante la facilidad de cambiar la impedancia reflejada de secundario a primario, hace fácil cualquier tipo efectivo de ataque sobre un determinado paso transistorizado que utilice este medio de acople. Algunos libros{48} aconsejan entonces adaptar impedancias. Pero, ¿es necesaria o por lo menos conveniente la adaptación de las etapas? La adaptación lleva fundamentalmente a una transferencia óptima de potencia desde una fuente a una utilización, entonces podría parecer que la adaptación es necesaria en todos los casos de diseño transistorizado.

En realidad, si se analiza bien, la adaptación de impedancias solo es importante (y aún más, necesaria) en unos pocos casos más bien aislados, cuando se tienen fuentes de señal con potencias muy bajas. Cuando esto no ocurre, o sea cuando la fuente de señal dispone de potencias relativamente altas para suministrar a las cargas, la adaptación de impedancias simplemente no es necesaria, y se convierte en un recurso superfluo, que demanda más esfuerzo del que se pueda justificar por las aparentes ventajas que de esta técnica puedan derivarse. Más aún, si se está en el peor caso, o sea cuando se tiene una fuente de señal con muy poca potencia de señal inherente para ofrecer (por ejemplo, ciertos transductores especializados), una desadaptación de impedancias relativamente importante lleva a pérdidas que perfectamente se pueden tolerar{49}. De hecho, la utilización de transformadores en el diseño electrónico de etapas discretas solo se justifica en términos de un aumento significativo de las ganancias de voltaje (vía la modificación de las resistencias reflejadas) y nunca se habla en la práctica de mejorar la eficiencia de la transmisión de potencia de un punto a otro (de una etapa a otra).

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953 s. 1106 illüstrasyon
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9789588939551
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