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1.5. Arquitectura global del sistema
Para poder conocer la red en su conjunto es importante conocer la arquitectura del sistema (ver figura 1.4). Se llama arquitectura del sistema al conjunto de nodos e interfaces que hacen posible la comunicación entre una estación base y un terminal móvil. Su arquitectura se divide en dos partes: la red de acceso radio o Radio Access Network (RAN) y el núcleo de red o Core Network (CN). A la red de acceso radio de LTE se la conoce como Evolved UMTS Terrestrial Radio Access Network (E-UTRAN), y al núcleo de red como Evolved Packet Core (EPC).
La filosofía de diseño de la arquitectura del sistema es minimizar el número de nodos y encontrar una solución donde la RAN esté formada por un solo nodo. Por su parte, la filosofía del CN es que sea lo más independiente posible de la RAN.
La filosofía de reducir el número de nodos en la E-UTRAN condujo hacia la implantación de un único nodo mucho más complicado que el NodeB de UMTS, llamado evolved Node B (eNodeB). Su principal función es la gestión de recursos radio y la conexión de los terminales móviles de una celda a otra. Si se observa la figura 1.4, existen dos tipos de interfaces en la red de acceso radio: la S1 que conecta la E-UTRAN con el EPC y la interfaz X2 que conecta un eNodeB con otro. La interfaz X2 es utilizada principalmente para la movilidad y para las funciones de gestión de recursos radio multicelular.
Las funciones principales de la RAN son:
Figura 1.4. Arquitectura del sistema LTE.
Codificación, entrelazado, modulación, etc.
Función ARQ, compresión de cabecera, etc.
Funciones de seguridad (cifrado, protección de integridad, etc).
Gestión de recursos radio, cambio de celda o handover, etc.
Por su parte, el núcleo de red de LTE está basado, al igual que el de UMTS, en el núcleo de red del sistema de GSM/GPRS. El CN es una evolución del núcleo de red de GSM/GPRS y de ahí su nombre Evolved Packet Core (EPC). Siguiendo con la filosofía de minimizar el número de nodos, el núcleo de red también posee un único nodo que engloba dos entidades funcionales, la entidad de control de la movilidad o Mobility Management Entity (MME) y el Serving Gateway (S-GW), más un nodo de enrutamiento a redes externas conocido como Packet Data Network Gateway (PDN-GW). De manera resumida, la entidad MME es responsable del plano de control, mientras que el S-GW se encarga del plano de usuario o del encaminamiento de los datos. Las funciones del CN son:
Gestión del coste mensual de cada usuario.
Gestión de suscriptores.
Gestión de movilidad.
Gestión de portadora y de la calidad de servicio.
Control de datos de usuario e interconexión a redes externas.
La arquitectura del sistema LTE se analiza con más detalle en los capítulos 3 y 4 dedicados al EPC y a la E-UTRAN, respectivamente.
1.6. Comparativa UMTS vs. LTE
Como su propio nombre indica, la tecnología LTE ha sido desarrollada como una evolución del sistema UMTS/HSPA. La filosofía del sistema es similar a la de redes celulares previas, y su diseño se halla perfectamente integrado en el ecosistema del 3GPP. A pesar de todo ello, LTE es un nuevo sistema en sí mismo y tanto su red de acceso como su núcleo de red son novedosos. Sin ánimo de entrar en detalles, que serán explicados en los capítulos sucesivos, a continuación se recogen algunas de las diferencias más significativas de LTE frente a UMTS/HSPA:
LTE es concebida como una red todo-IP en la que desaparece el dominio conmutación de circuitos o Circuit Switched (CS). De este modo, servicios como la voz, basados tradicionalmente en CS, deberán ofrecerse haciendo uso del dominio conmutación de paquetes o Packet Switched (PS). Una solución natural es utilizar el subsistema IP multimedia o IP Multimedia Subsystem (IMS), que además del servicio de voz permite otras comunicaciones multimedia. Pero existen otras posibilidades: así, por ejemplo, en [2] se describe el mecanismo CS fallback que básicamente es un handover vertical hacia GSM o UMTS. Tras una señalización inicial en LTE, el equipo de usuario o User Equipment (UE) sería traspasado al dominio CS de estas redes. Por otro lado, la iniciativa Voice over LTE Generic Access (VoLGA) propone la introducción del dominio CS en LTE. Como en el nuevo sistema no existen equipos controladores de la red de acceso similares a la Radio Network Controller (RNC) de UMTS, la solución VoLGA requiere la introducción de un nuevo elemento en LTE, es decir, un controlador de red de acceso encargado de encaminar el tráfico hacia el dominio correspondiente.
El sistema LTE presenta una arquitectura menos jerarquizada, no sólo por la desaparición de la RNC, sino porque además toda la gestión de los recursos radio es trasladada a los eNodeB. Ello implica una mayor rapidez en la ejecución de los procedimientos, con una latencia final menor. La necesidad de coordinación entre eNodeB redunda en la aparición de una interfaz común (X2), inexistente en UMTS/HSPA. Finalmente, la ausencia de jerarquía implica un menor impacto de los fallos en nodos.
La técnica de acceso radio en LTE es OFDMA/SC-FDMA, frente a la estrategia Code Division Multiple Access (CDMA) de UMTS/HSPA. Además, únicamente se utilizan canales compartidos y por tanto se reduce la señalización por reconfiguraciones. Por la propia naturaleza del método de acceso, la asignación de recursos o scheduling se realiza en frecuencia y tiempo, mientras que en HSPA es en código y tiempo. La reducción del Transmission Time Interval (TTI) de 2 a 1 ms permite una adaptación más fina a las condiciones del canal con la consecuente mejora de eficiencia en el scheduling.
LTE es escalable de manera natural en términos de ancho de banda, mientras que UMTS/HSPA utiliza una canalización fija de 5 MHz y, en consecuencia, opciones para ampliar el ancho de banda como dual-cell HSPA requieren la modulación de dos portadoras.
El uso de tecnologías multiportadora en LTE también se traduce en receptores más sencillos que la opción Rake de UMTS. La ecualización es en frecuencia y la incorporación de un intervalo de guarda en los símbolos combate la interferencia entre símbolos o Inter Symbol Interference (ISI) generada por la propagación multicamino. El mismo intervalo de guarda permite una operación natural en modo red de frecuencia única o Single Frequency Network (SFrN) en redes de difusión E-MBMS.
En relación con la gestión de la movilidad, los terminales en modo idle están localizados en grupos de áreas de seguimiento o tracking, que representan un concepto más genérico que las áreas de localización/enrutado de los sistemas previos; además, no existe un procedimiento equivalente a la actualización de celda para un terminal idle. Los terminales activos se siguen localizando a nivel de celda servidora, pero el handover deja de ser de tipo soft. Tal y como ocurre en el enlace descendente de HSPA, es un traspaso hard. Además, se definen dos procedimientos diferentes en función de si se quiere garantizar la ausencia de pérdidas o un tiempo de traspaso mínimo. LTE también contempla la preparación de múltiples celdas destino en paralelo para reducir el tiempo de recuperación en caso de caída del enlace durante el handover.
En UMTS, debido a la naturaleza CDMA del sistema y la ortogonalidad no perfecta de los códigos en recepción, el control de potencia es uno de los procedimientos de gestión de recursos radio o Radio Resource Management (RRM) más importantes. También es uno de los procesos con mayor carga computacional, con un envío de 1.500 comandos/s. En LTE, la ortogonalidad intrínseca de los usuarios intra-celda relaja este requisito y la transmisión se adapta al canal mediante variaciones de tasa y no de potencia. Eventualmente sí se pueden utilizar variaciones de potencia, pero para conseguir una reducción de la interferencia inter-celda. Por otro lado, reaparecen las correcciones por timing advance, que en UMTS se habían abandonado por innecesarias.
Finalmente, otra diferencia importante de LTE frente a UMTS es la destacada simplificación del protocolo Radio Resource Control (RRC). Por ejemplo, su máquina de estados se reduce de cinco a dos estados y con un tiempo de transición inferior a 100 ms. También, los múltiples tipos de canales de transporte en UMTS implican una gestión del nivel control de acceso al medio o Medium Access Control (MAC) complejo, con hasta cuatro entidades MAC distintas (MAC-d, -c/sh, -hs y -e) frente a una única posibilidad en LTE.
Cabe indicar que los puntos anteriores únicamente recogen las grandes diferencias de LTE frente a UMTS/HSPA; sin embargo, estos cambios se traducen en múltiples novedades, desgranadas y descritas en detalle en los próximos capítulos.
Referencias
[1] 3GPP, “Requirements for Evolved UTRA (E-UTRA) and Evolved UTRAN (E-UTRAN)”, 3GPP, Technical Report TR 25.913 v7.3.0, 2006.
[2] 3GPP, “Circuit Switched (CS) Fallback in Evolved Packet System (EPS); Stage 2”, 3GPP, TS 23.272 v9.4.0, 2010.
Capítulo 2
Tecnologías habilitantes de LTE
Narcís Cardona, Joan J. Olmos
2.1. Introducción
Este capítulo describe las tecnologías que hacen posible cumplir con los objetivos de velocidad de transmisión, eficiencia espectral y flexibilidad de ancho de banda que proporciona el estándar Long Term Evolution (LTE). LTE especifica una interfaz radio en modo paquete extremadamente flexible y eficiente, con un Transmission Time Interval (TTI) de tan sólo 1 ms y baja latencia. Las modulaciones multiportadora, Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) en el enlace descendente o Downlink (DL) y Single Carrier-Frequency Division Multiple Access (SC-FDMA) en el enlace ascendente o Uplink (UL) juegan un papel importante, al aportar ortogonalidad tanto en DL como en UL, soporte de técnicas Multiple-Input Multiple-Output (MIMO), robustez frente a la propagación multicamino y una asignación de recursos (scheduling) optimizada en función del estado del canal de cada usuario. Las técnicas MIMO permiten aumentar las tasas de pico y/o combatir los desvanecimientos, mientras que el Hybrid ARQ (HARQ) permite usar los recursos mínimos cuando el canal es bueno y retransmitir rápidamente cuando el canal presenta errores, evitando así que se active la retransmisión en capas superiores.
El apartado 2.2 introduce los conceptos de ecualización en el dominio de la frecuencia y convolución circular, que permiten combatir los efectos de la propagación multicamino con baja complejidad. El apartado 2.3 describe la modulación OFDM y su generación y demodulación mediante Fast Fourier Transform (FFT). El apartado 2.4 describe la modulación SC-FDMA, que proporciona perfecta ortogonalidad entre usuarios en el UL de LTE. El apartado 2.5 se dedica a las tecnologías MIMO, presentes en el estándar LTE desde su concepción. Se hace énfasis en la ecualización MIMO lineal (Zero Forcing (ZF) y Minimum Mean Square Error (MMSE)), en la combinación de técnicas MIMO y modulación OFDM y en las configuraciones MIMO de diversidad en transmisión, como Alamouti y diversidad por retardo cíclico o Cyclic Delay Diversity (CDD). El apartado 2.6 describe las técnicas HARQ con combinación soft: estrategias Chase Combining y redundancia incremental o Incremental Redundancy (IR). Finalmente, el apartado 2.7 introduce las técnicas de scheduling que permiten optimizar el uso de los recursos temporales y frecuenciales en función del estado del canal de cada usuario y de sus parámetros de calidad de servicio o Quality of Service (QoS), al mismo tiempo que se intenta maximizar el throughput global de la celda y minimizar las interferencias intercelulares.
2.2. Ecualización en el dominio de la frecuencia
Los estándares actuales de comunicaciones móviles y redes de área local inalámbricas o Wireless Local Area Networks (WLAN), a fin de aumentar la capacidad y las prestaciones, contemplan usar anchos de banda de decenas de MHz. En estas condiciones el receptor dispone de una resolución temporal muy alta, lo que hace poco práctica la ecualización en el dominio del tiempo. El número de coeficientes que necesita un ecualizador lineal en el dominio del tiempo es del orden de la duración de la respuesta al impulso del canal (delay spread) dividida por el periodo de muestreo del receptor. Para un delay spread de 5 μs y un ancho de banda de 20 MHz (periodo de muestreo de 50 ns) se necesitarían alrededor de 100 coeficientes. Además, la estimación del canal en banda ancha depende de la relación señal a ruido o Signal to Noise Ratio (SNR) media en toda la banda, mientras que la estimación de canal en múltiples sub-bandas estrechas obtiene estimaciones de gran calidad en las sub-bandas menos afectadas por el desvanecimiento selectivo, que son las que disponen de mayor capacidad de información en cada momento. Al ecualizar en el dominio de la frecuencia, las sub-bandas con mejor calidad se ecualizan por separado y la SNR de posprocesado (después del ecualizador) es independiente de los desvanecimientos en el resto de sub-bandas. Por estos motivos, por su menor complejidad y mayor calidad, se tiende a usar esquemas de modulación que permitan ecualizar en el dominio de la frecuencia, [1, 2].
2.2.1. Convolución circular discreta
Si se consideran dos conjuntos de muestras temporales complejas de tamaño N, r(n) y q(n), se define la convolución circular discreta como:
A diferencia de la convolución discreta convencional, que extiende la secuencia r(n) con ceros para n < 0 y n ≥ N, la convolución circular considera una extensión periódica de la secuencia r(n), de forma que para –N < n < 0 se considera r(n) = r(n + N).
Puede demostrarse que la ecualización muestra a muestra en el dominio de la frecuencia equivale a realizar una convolución circular discreta en el dominio del tiempo. Considerando nuevamente los conjuntos de muestras temporales complejas de tamaño N, r(n) y q(n), sus correspondientes transformadas discretas de Fourier o Discrete Fourier Transforms (DFT) son:
donde r(n) y q(n) representan las muestras en los instantes nT/N y Q(k) y R(k) son las muestras a la frecuencia k/T. Al definir la secuencia producto (en el dominio de la frecuencia), Y(k) = Q(k) · R(k) y calcular su Inverse DFT (IDFT) se obtiene:
Si en la expresión (2.3) se supone que r(n) son las muestras temporales recibidas y Q(k) son las muestras del ecualizador en el dominio de la frecuencia, queda claro que la ecualización discreta en frecuencia equivale a una convolución circular en el tiempo.
Como consecuencia, para que la ecualización discreta en frecuencia sea viable se requiere que la convolución de la señal transmitida con el canal sea también una convolución circular. Para conseguir la convolución circular con el canal, la señal transmitida se divide en bloques temporales que posteriormente se extienden añadiéndoles un prefijo cíclico de longitud no menor que el delay spread del canal. Los bloques de muestras generados mediante IDFT, al ser periódicos y circulares por naturaleza, son adecuados para aplicarles la extensión cíclica manteniendo la continuidad de fase (para no alterar el espectro).
2.3. OFDM/OFDMA
2.3.1. OFDM
La modulación OFDM [3] se aplica actualmente en numerosos estándares de comunicaciones (Asymmetric Digital Subscriber Line (ADSL), Digital Video Broadcasting- Terrestrial (DVB-T), WLAN, Worldwide Interoperability for Microwave Access (WiMAX), LTE) debido a una serie de ventajas tales como: robustez frente a la propagación multicamino, facilidad de generación/demodulación mediante FFT, compatibilidad con técnicas MIMO y flexibilidad para adaptarse a radiocanales de gran ancho de banda gracias a la ecualización en el dominio de la frecuencia. Además, en sistemas de banda ancha (que ocupan un ancho de banda mayor que el ancho de banda de coherencia del canal), la combinación de OFDM y códigos Forward Error Correction (FEC) proporciona diversidad en frecuencia debido a que los bits codificados viajan en subportadoras que sufren desvanecimientos incorrelados. Otra ventaja notable de OFDM es que permite desplegar redes isofrecuencia, donde varios transmisores dispersos geográficamente transmiten la misma señal. Siempre y cuando estos transmisores estén sincronizados y la diferencia de tiempos de propagación no supere la duración del prefijo cíclico, las señales se combinan de forma constructiva en el receptor, dando lugar a una mejora de la SNR. Como principales puntos débiles de OFDM cabe citar su alta relación potencia de pico a potencia media o Peak-to-Average Power Ratio (PAPR), que obliga a mantener acotada la distorsión del amplificador de potencia y su sensibilidad a los sincronismos de tiempo y frecuencia (efecto Doppler).
La señal modulada OFDM (envolvente compleja) puede expresarse como:
donde N es el número de subportadoras, T es la duración del símbolo OFDM, 
es el símbolo complejo de la modulación en el instante l y subportadora k y Φk(t) = rectT(t) · ej2πkt/T, siendo rectT(t) un pulso unitario de duración T. Las funciones Φk(t) son ortogonales, es decir:
dado que hay un número entero de ciclos de Φk(t) en un intervalo de símbolo T.
En principio, no hay restricciones sobre los símbolos de la modulación, pudiéndose usar constelaciones diferentes (Quadrature Phase Shift Keying (QPSK) y 16-Quadrature Amplitude Modulation (QAM), por ejemplo) en subportadoras adyacentes. La ortogonalidad de las funciones Φk(t), siempre que no se vea alterada por el canal de propagación, garantiza que los símbolos 
son separables por el receptor. Puede comprobarse fácilmente que si el efecto del canal se reduce a un reescalado de la amplitud y una rotación de la fase, se mantiene la ortogonalidad de las subportadoras recibidas, incluso si cada subportadora sufre una rotación diferente.
Dado que la señal OFDM es la suma de múltiples señales sinusoidales de diferentes frecuencias y amplitudes, en algunos instantes la amplitud resultante puede ser mucho mayor que el valor promedio de esta amplitud. En cuanto al espectro de la señal OFDM, suponiendo que los símbolos de la modulación son incorrelados, se obtiene por superposición de los espectros de las subportadoras que, considerando el equivalente paso-bajo, son funciones de la forma:
donde 
es la potencia media de los símbolos de la modulación y sinc(x) = sen(πx)/(πx). La separación entre subportadoras es Δf = 1/T (ver la figura 2.1). Aunque los espectros se solapan entre sí, en las frecuencias de interés contribuye una sola subportadora. El ancho de banda total ocupado es B = N · Δf = N/T más las colas del espectro de las subportadoras situadas en los extremos. Si Δf es menor que el ancho de banda de coherencia del canal, los desvanecimientos selectivos en frecuencia pueden considerarse prácticamente planos en la banda de cada subportadora, lo cual permite ecualizar el canal (tanto Single-Input Single-Output (SISO) como MIMO) subportadora a subportadora en el dominio de la frecuencia. Dado que cada subportadora transporta un flujo de bits independiente, los desvanecimientos selectivos en frecuencia afectan sólo a un subconjunto de los bits codificados y la redundancia del código FEC permite recuperar la información. También es posible adaptar la modulación y la tasa (rate) del código FEC en función de la SNR en diferentes zonas del espectro (sub-bandas), maximizando así la capacidad global.
Figura 2.1. Espectro OFDM.
La generación y demodulación de la señal OFDM puede hacerse de forma eficaz mediante el algoritmo FFT, [4]. Si sólo se considera un intervalo de símbolo, lT ≤ t < (l + 1)T, la señal OFDM es:
Si se muestrea 
(t) a razón de N muestras por símbolo, se obtiene:
La expresión (2.8) es la IDFT de los símbolos complejos de la modulación y puede implementarse de forma eficiente mediante transformada de Fourier rápida inversa o Inverse FFT (IFFT) si N es potencia de 2. La forma de onda generada por la IDFT, que dura T [s] y ocupa un ancho de banda de B [Hz], transporta la información equivalente a N símbolos de la modulación (equivalente a N transmisiones en paralelo de ancho de banda Δf [Hz] cada una de ellas).
En cuanto a la demodulación, la aplicación del algoritmo DFT a las muestras de la señal recibida permite recuperar los símbolos transmitidos. En efecto, suponiendo que la señal recibida es igual a la transmitida:
donde se ha aplicado la suma parcial de la serie geométrica y la regla de l’Hôpital. Nuevamente, si N es potencia de 2 puede usarse la FFT para implementar la DFT. En la práctica siempre puede usarse una IFFT/FFT con un tamaño de bloque que sea una potencia de 2 mayor que N y rellenar con ceros las portadoras no utilizadas en los extremos de la banda.
Seguidamente se analiza el efecto de la propagación multicamino sobre la señal OFDM y se introduce la necesidad del prefijo cíclico. Suponiendo un sistema SISO y un modelo Gaussian Wide-Sense Stationary Uncorrelated Scattering (GWSSUS) para el canal con propagación multicamino, la respuesta al impulso del canal (equivalente paso-bajo) se puede describir como:
donde αi son los coeficientes complejos de cada uno de los L caminos de propagación y 
son los correspondientes retardos (
). Si el periodo de símbolo, T, es menor que el tiempo de coherencia del canal, se puede considerar que los coeficientes αi(
), y por tanto hc(t), son prácticamente constantes durante un periodo de símbolo. En este caso la señal recibida durante ese periodo puede calcularse como:
siendo Hk la función de transferencia del canal, H(f) = 
(hc(t)), evaluada en la frecuencia de la subportadora k:
La expresión (2.11) sólo es válida en el intervalo lT + τL < t < (l + 1)T (de duración menor que T), dado que para lT ≤ t ≤ lT + τL aún no se han recibido todos los ecos del transitorio debido al cambio de símbolo 
. Según la expresión (2.11), en el intervalo donde la señal OFDM recibida es válida, el canal sólo introduce un factor escalar complejo específico para cada subportadora (Hk). Aun así, para preservar la ortogonalidad entre subportadoras en recepción es preciso entregar al algoritmo DFT N muestras válidas en el dominio del tiempo (equivalentes a un intervalo de T [s]). Además, para poder ecualizar el canal en el dominio de la frecuencia es necesario que la convolución de la señal transmitida y la respuesta impulsional del canal sea una convolución cíclica. Por estos motivos es necesario que el transmisor añada, al principio del bloque de muestras temporales resultado de la IDFT, un prefijo cíclico de duración no menor que el delay spread del canal móvil (igual a τL en el ejemplo previo de la ecuación (2.10)). Este prefijo cíclico se obtiene copiando un conjunto de muestras del final del bloque OFDM al principio.
El prefijo cíclico, aunque es necesario si el canal es dispersivo en el tiempo, no transporta información y reduce el eficiente uso de los recursos disponibles. La figura 2.2 ilustra cómo el transmisor inserta el prefijo cíclico y cómo el receptor recibe la suma de L ecos de la señal OFDM transmitida. Debido a la propiedad cíclica de la IDFT, el prefijo cíclico y el bloque de muestras original se unen manteniendo perfecta continuidad de fase. La ortogonalidad de las subportadoras recibidas se mantiene siempre que la ventana de la DFT (Figura 2.2) esté libre de transitorios.
En principio, la pérdida de eficiencia debida al prefijo cíclico puede reducirse aumentando la duración del símbolo OFDM. Sin embargo, para prevenir la pérdida de ortogonalidad debida al efecto Doppler, la separación entre las subportadoras (Δf = 1/T) debe ser mucho mayor que el máximo desplazamiento de frecuencia que experimenta un usuario en movimiento. Esto hace que no se pueda elegir un intervalo de símbolo T excesivamente grande.
Figura 2.2. Prefijo cíclico en OFDM.
En un sistema SISO la ecualización del canal puede consistir simplemente en la división compleja de la muestra a la salida de la DFT para la subportadora k por la correspondiente función de transferencia del canal Hk (expresión 2.12), lo que se conoce como ZF one tap equalizer [1]. Como la ecualización ZF puede multiplicar el ruido por un factor mucho mayor que uno en las subportadoras con desvanecimiento selectivo, puede usarse también ecualización MMSE, que minimiza el efecto conjunto del ruido y la distorsión. En cualquier caso, para poder ecualizar, el receptor debe conocer la respuesta en frecuencia del canal para cada subportadora. Para ayudar a la estimación de canal, el transmisor inserta periódicamente símbolos piloto, conocidos a priori por el receptor, en todas las subportadoras.
La figura 2.3 presenta el diagrama de bloques de un sistema OFDM en canal SISO. En el supuesto de usar modulaciones M-QAM en todas las subportadoras la velocidad de transmisión sobre el canal es Rb = N · log2M/(T + τL) [bit/s], de la que hay que descontar la capacidad consumida por los símbolos piloto. El tratamiento posterior de las variables de decisión, 
(0 ≤ k ≤ N – 1), depende del algoritmo de decodificación FEC utilizado, aunque lo usual es obtener a partir de ellas los Log-Likelihood Ratios (LLR) de los bits codificados (información soft) para usarlos posteriormente en el decodificador [5]. Sin contar los pilotos y las bandas laterales del espectro OFDM, que pueden reducirse enventanando las funciones Φk(t), la eficiencia espectral de OFDM en canal SISO es aproximadamente igual a log2(M) · T/(T + τL) [bit/s/Hz], sobre todo para valores grandes de N.
Figura 2.3. Diagrama de bloques de un sistema OFDM SISO.
Si el transmisor conoce la función de transferencia del canal en banda ancha, la modulación OFDM permite adaptar la potencia transmitida, la modulación y la tasa del código FEC en función de la SNR en cada subportadora, con lo que podemos conseguir una velocidad de transmisión neta, o throughput, muy próxima a la capacidad teórica del canal.
